Koincidenční detektor FM - činnost

Většina typů kmitočtových demodulátorů vyžadují ke své realizaci minimálně jeden nebo spíše dva rezonanční obvody LC, které jsou rozměrné, drahé a mají malou teplotní a časovou stabilitu. Z těchto důvodů nejsou vhodné pro moderní monolitickou technologii. Jedním z demodulátorů FM, podstatně lépe slučitelným s monolitickými integrovanými obvody, je koincidenční (kvadraturní) detektor.

Mezifrekvenční signál o kmitočtu 10,7 MHz se přivádí na vstup třístupňového diferenčního zesilovače - omezovače. Napěťový zisk tohoto zesilovače je 60 dB (zesílení 1000x) a při dostatečném silném vstupním signálu zesilovač spolehlivě omezí jeho amplitudu, takže má pravoúhlý průběh. Takto upravený signál přichází na vstup A fázového komparátoru. Na jeho druhý vstup B přichází rovněž vstupní signál, nikoliv však přímo, nýbrž přes posouvač fáze. Je-li okamžitý kmitočet vstupního signálu f1 roven právě kmitočtu nosné vlny f2, dochází v posouvači k posuvu o úhel 90°. Jestliže se kmitočet f1 v důsledku modulace v porovnání s kmitočtem f2 zvětší nebo zmenší, fázový posuv se úměrně k tomu rovněž zvětší nebo zmenší. Tento posuv je tedy lineárně závislý na deviaci (odchylce) vstupního signálu FM a tím i na okamžité amplitudě modulačního signálu.
Koincidenční detektor zajišťuje (koincidencí se zde rozumí délka časově shody dvou napětových impulsů fázově posunutých o 90°), že se na jeho výstupu objeví kladné impulsy pouze tehdy, budou-li na obou vstupech současně napětí shodné polarity. Při změnách kmitočtu se mění také fázový posuv obou vstupních napětí, a tím i doba trvání napětí shodné polarity. Výsledná šířka výstupního impulsu bude proto závislá na okamžitém kmitočtu vstupního signálu. Impulsy s proměnnou šířkou se přivádějí na integrační člen RC, jehož kondenzátor C se nabíjí na střední hodnotu impulsního napětí. Změní-li se kmitočet, změní se i fázový posuv a pak při změně kmitočtu na jednu stranu dochází ke koincidencí v delších časových intervalech a výsledné napěťové impulsy jsou širší. Tím je také výstupní napětí větší než polovina mezivrcholového napětí impulsů. Při opačné změně kmitočtu je koincidence kratší, impulsy se zúží a výsledné napětí bude menší (viz obr. vpravo). Tak se bude amplituda výstupního napětí zvětšovat či zmenšovat souhlasně s fázovým rozdílem obou napětí a bude tedy přímo úměrná kmitočtovému zdvihu čili modulačnímu kmitočtu.

Fázový komparátor působí jako koincidenční stupeň (hradlo NAND). Na jeho výstupu se tedy objevuje nenulový signál jen tehdy, mají-li oba vstupní signály stejnou polaritu. Doba, po kterou tento stav nastává, je závislá na okamžité hodnotě fázového posuvu. Výstupní signál má proto podobu impulzů o konstantní amplitudě a šířce T přímo úměrné fázového posuvu a tedy i amplitudě modulačního signálu. Nechají-li se tyto šířkové modulované impulzy procházet dolní propustí, získá se na jejím výstupu již požadovaný demodulovaný výstup.

Má-li koincidenční detektor pracovat s minimálním zkreslením, musí fázovací obvod splňovat požadavek lineárního převodu napětí v daném kmitočtovém pásmu. Tomuto požadavku vyhovuje jednoduchý obvod LC. Je-li tento obvod součástí fázovacího obvodu, je oblast lineární demodulační charakteristiky závislá pouze na jeho jakosti. Čím je jakost obvodu větší, tím je kmitočtové pásmo užší a demodulační křivka (tzv. křivka S) strmější. Také amplituda výstupního signálu se zvětší a zvětší se i potlačení parazitní amplitudové modulace.

Jako posouvač fáze (obr. vlevo) lze využít paralelní rezonanční obvod C1L1, k němuž se přivádí od vstupu A fázového komparátoru pomocí kapacit C vstupní signál. Přímo z obvodu C1L1 se odebírá fázově posunutý signál, který dále přichází na vstup B fázového komparátoru (viz obr. nahoře).

Výhoda tohoto detektoru je tedy zřejmá a k jeho nastavení stačí jen přesně naladit obvod C1L1 na největší výstupní signál. Zatlumením obvodu vhodným odporem Rp lze dosáhnout různé strmosti demodulační charakteristiky a tím také změnit šířku pásma propouštěného detektorem.

Praktické zapojení posouvače fáze ukazuje obrázek vpravo. Kondenzátor Cx, který je zapojen mezi vývody 8 a 12 integrovaného obvodu MAA661, ovlivňuje svou kapacitou zkreslení nf signálu. Při zvětšující se kapacitě (až asi do 20 pF) se zkreslení zmenšuje a výstupní nf signál se zvětšuje. Pro potlačení amplitudové modulace je výhodnější větší kapacita tohoto kondenzátoru. Praxí je však ověřeno, že v rozmezí 5 až 15 pF zůstává potlačení AM již téměř stejné. Zvětšuje-li se kapacita Cx (při současném zmenšování indukčnosti cívky Lx), zvětšuje se mírně zkreslení, ale i úroveň nízkofrekvenčního signálu. Pro dosažení požadované šířky pásma detektoru je třeba, aby tento obvod LxCx měl určitou jakost Q. Čím je Q větší, tím je propouštěné pásmo užší. Pro přenos úplného zakódovaného stereofonního signálu s malým zkreslením je třeba, aby šířka pásma detektoru byla asi 400 kHz. Tuto šířku pásma zajišťuje tlumicí rezistor Rx.

Jako efektní se jeví použití varikapu D v rezonančním obvodu LC na místo běžného kapacitního trimru pro přesné nastavení fázového posuvu. Odporovým trimrem P nastavujeme napětí na varikapu a tím i jeho kapacitu. Současně s tím dochází i k dofázování obvodu. Přesné nastavení fáze se projeví největším výstupním nf napětím signálu (svorka OUT-NF) a zároveň největší hlasitostí a nejmenším šumem nízkofrekvenčního signálu. Detekční účinek varikapu D zajištuje jednak proměnnou šířku pásma podle intenzity přijímaného signálu, jednak způsobuje dynamické sledování kmitočtu. Tím nahrazuje obvod automatického doladování kmitočtu, aniž by se při přelaďování stanic projevovalo známé nepříjemné roztažení ladění vysílače, spojené často s "přeskočením" vysílače slabšího.

Vzhledem k tomu, že cívka Lx má své elektrické parametry již předem dány a maximální kapacita použitého varikapu je menší, než je třeba pro rezonanci obvodu na kmitočtu 10,7 MHz, je paralelně k obvodu připojena ještě pevná kapacita C1. Kondenzátor C2 vysokofrekvenčně zkratuje na zem konec cívky Lx, čímž uzavírá kmitavý obvod a zároveň stejnosměrně oddělujecívku Lx od země.

Na výstupu z koincidenčního detektoru je v IO MAA ještě jednostupňový zesilovač. Jeho výstupní napětí je závislé na kapacitě kondenzátoru C4 a na kapacitě vazebního kondenzátoru C5 na výstupu z IO (vývod 14). Blokovací kondenzátor C4 na vývodu 1 ovlivňuje přenos celého pásma nízkofrekvenčního signálu . Jestliže je zesilovač určen pro stereofonní příjem, pak je nutno, aby byl schopen bez útlumu přenést signály až do 60 kHz. Při je naopak vhodnější signály vyšších kmitočtů odřezat, neboť působí rušivě (zvětšují šum). V tomto případě pro monofonní příjem lze použít kondenzátor C4 o kapacitě 3,9 nF. Vazební kondenzátor C5 z vývodu 14 ovlivňuje spodní část kmitočtového pásma a pro zajištění přenosu i nejnižších nf kmitočtů je třeba, aby jeho kapacita byla nejméně 2 až 5 mikrofaradů. Výstupní napětí na tomto vývodu je řádu desetin voltu. Monofonní, případně úplný zakódovaný stereofonní signál (ZSS) odchází z výstupu IO1 přes kondenzátor C5 do stereofonního dekodéru.

Omezovač, fázový komparátor i dolní propust je možné realizovat v podobě jediného monolitického obvodu. Jako fázový posouvač lze použít bezindukční keramický filtr. Celé zapojení je potom vhodné pro moderní monolitické technologie a je proto nejrozšířenějším typem demodulátorů FM v současných přijímačích VKV - FM a ve zvukových kanálech (a případně i v dekodérech SECAM) televizorů.